三电平式移相全桥大功率电源的制作方法

本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种三电平式移相全桥大功率电源。

背景技术：

三电平式移相全桥大功率电源中，三电平中点钳位逆变器(npc)是在两电平逆变器电路的基础上拓扑出来的。由于三电平逆变器是多电平逆变器中结构最为简单的电路，所以被广泛运用，和传统的两电平相比，具有减小谐波和降低开关频率的优势，使低压器件可以运用到高压变换器中。但是三电平逆变器的控制策略复杂，当中点电压不平衡时将引起逆变器输出电压波形畸变而增大谐波和损耗。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提出了一种三电平式移相全桥大功率电源，以解决三电平逆变器中点电压不平衡引起逆变器输出电压波形畸变而增大谐波和损耗的问题。

本发明的技术方案是这样实现的：本发明提供了一种三电平式移相全桥大功率电源，包括三电平中点钳位逆变器，所述逆变器具有两均压电容c1、电容c2，所述逆变器还包括开关管s1、开关管s2、开关管s3、二极管d1、二极管d2、电感l1、电感l2，所述逆变器的直流母线正极依次经开关管s1、二极管d1的负极、二极管d1的正极与其直流母线负极相连，开关管s1、二极管d1的公共端经电感l1与电容c1、电容c2的中点相连，所述直流母线正极还依次经开关管s3、二极管d2的负极、二极管d2的正极、开关管s2与所述直流母线负极相连，二极管d2、开关管s2的公共端经电感l2与所述中点相连，开关管s3、二极管d2的公共端依次经电容c1、电容c2与所述直流母线负极相连。

可选的，所述逆变器还包括非门g1、非门g2、与门g3、与门g4、与门g5、与门g6、或门g7、或门g8、电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、二极管d3、二极管d4，电容c3、电容c4、电容c5、电容c6，所述逆变器的单桥臂依次包括开关管q1a3、开关管q2a3、开关管q3a3、开关管q4a3；pwm脉冲驱动信号依次经电阻r1、电容c3接地，电阻r1、电容c3的公共端与与门g3的第二输入端相连；所述pwm脉冲驱动信号还依次经电阻r2、电容c4接地，二极管d3与电阻r2并联且二极管d3的负极接入所述pwm脉冲驱动信号，电阻r2、电容c4的公共端与与门g4的第二输入端相连；所述pwm脉冲驱动信号还依次经非门g1、电阻r3、电容c5接地，二极管d4与电阻r3并联且二极管d4的负极与非门g1的输出端相连，电阻r3、电容c5的公共端与与门g5的第二输入端相连；所述pwm脉冲驱动信号还依次经非门g1、电阻r4、电容c6接地，电阻r4、电容c6的公共端与与门65的第二输入端相连；开关管q2a3与开关管q3a3公共端的输出电流极性检测信号分别直接输入与门g3的第一输入端、与门g5的第一输入端，所述输出电流极性检测信号还经非门g2分别输入与门g4的第一输入端、与门g6的第一输入端；与门g3的输出端、与门g4的输出端均经或门g7与开关管q2a3的栅极相连，与门g5的输出端、与门g6的输出端均经或门g8与开关管q3a3的栅极相连。

可选的，所述逆变器还包括电阻r25a、电阻r31a，电阻r25a接入或门g7的输出端与开关管q2a3的栅极之间，电阻r31a接入或门g8的输出端与开关管q3a3的栅极之间。

可选的，所述逆变器还包括二极管d9a、电阻r27a、二极管d11a、电阻r33a，或门g7的输出端还依次经二极管d9a的负极、二极管d9a的正极、电阻r27a与开关管q2a3的栅极相连，或门g8的输出端还依次经二极管d11a的负极、二极管d11a的正极、电阻r33a与开关管q3a3的栅极相连。

可选的，所述逆变器还包括电阻r26a、电阻r32a，开关管q2a3的栅极还经电阻r26a与开关管q2a3的发射极相连，开关管q3a3的栅极还经电阻r32a与开关管q3a3的发射极相连。

可选的，所述逆变器还包括电阻r37a、电容c30a，开关管q2a3、开关管q3a3的公共端经电容c30a、电阻r37a与所述直流母线正极相连。

可选的，所述逆变器还包括电阻r38a、电容c31a，开关管q2a3、开关管q3a3的公共端经电阻r38a、电容c31a与所述直流母线负极相连。

本发明的三电平式移相全桥大功率电源相对于现有技术具有以下有益效果：

(1)本发明的三电平式移相全桥大功率电源通过电压平衡电路可有效抑制三电平中点钳位逆变器的直流母线中点电压的偏移，减小中点电压的波动，进而减小三电平式移相全桥大功率电源的波动；

(2)本发明的三电平式移相全桥大功率电源通过补偿电路实现了对逆变器死区的有效补偿，减小了死区效应的影响，降低了输出电压波形的畸变与谐波干扰。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的三电平中点钳位逆变器的电路图；

图2为本发明的电压平衡电路的电路图；

图3为本发明的补偿电路的电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施方式，对本发明实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本发明一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，结合图2，本发明的三电平式移相全桥大功率电源包括三电平中点钳位逆变器，所述逆变器具有两均压电容c1、电容c2，所述逆变器还包括开关管s1、开关管s2、开关管s3、二极管d1、二极管d2、电感l1、电感l2，所述逆变器的直流母线正极依次经开关管s1、二极管d1的负极、二极管d1的正极与其直流母线负极相连，开关管s1、二极管d1的公共端经电感l1与电容c1、电容c2的中点相连，所述直流母线正极还依次经开关管s3、二极管d2的负极、二极管d2的正极、开关管s2与所述直流母线负极相连，二极管d2、开关管s2的公共端经电感l2与所述中点相连，开关管s3、二极管d2的公共端依次经电容c1、电容c2与所述直流母线负极相连。

一般的，如图1所示，三电平中点钳位逆变器中每相由4个igbt及其外围电路组成，共三相，每个igbt内部含有反并联的续流二极管，三电平中点钳位逆变器为常见电路，其工作原理在此不再赘述。

如图3所示，本实施例以三电平中点钳位逆变器中的一相进行说明。4个igbt串联组成一相，当开关管q1a3与开关管q2a3导通时，vout＝vdc/2，当开关管q3a3与开关管q4a3导通时，vout＝-vdc/2，当开关管q2a3与q3a3导通时，vout＝0,。一般的，当开关管q2a3与q3a3导通时，iout不为零。当电容c1、电容c2的中点o的电流流出直流中点时电容c2放电、电容c1充电，当中点o的电流流入直流中点时电容c1放电、电容c2充电，从而导致了中点电压的不平衡，只有当中点电流为零时，中点电压平衡。

本实施例中，电容c1、电容c2、开关管s1、开关管s2、开关管s3、二极管d1、二极管d2、电感l1、电感l2构成电压平衡电路。当电路正常工作时将开关管s3打开，开关管s1、二极管d1、电感l1、电容c2构成典型的buck降压斩波电路，通过开关管s1的占空比达到调节电容c2电压的目的；开关管s2、二极管d2、电感l2、电容c1构成典型的boost升压斩波电路，通过开关管s2的占空比达到调节电容c1电压的目的。若电容c1两端的电压不小于电容c2两端的电压，控制buck电路工作，在开关管s1导通的时间段内电压源对电感l1充电，在开关管s1关断的时间段内，电路通过电感l1、电容c2、二极管d1回路对电容c2充电，使电容c2的电压上升，电感l1相当于buck电路储能中转站。若电容c1两端的电压小于电容c2两端的电压，控制boost电路工作、buck电路不工作，在开关管s2导通的时间段内电容c2电压对电感l2充电，在开关管s2关断的时间段内，电路通过电感l2、二极管d2、电容c1回路对电容c1充电，使电容c1的电压上升，电感l2相当于buck电路储能中转站。其中，uc1＝uc2/(1-a)，uc2＝vdc*a，a＝t1/t，uc1为电容c1两端的电压，uc2为电容c2两端的电压，vdc为直流母线电压，t1为开关管s1及开关管s2的导通时间，t为开关管s1及开关管s2的开关周期。

这样，本实施例通过电压平衡电路可有效抑制三电平中点钳位逆变器的直流母线中点电压的偏移，减小中点电压的波动，进而减小三电平式移相全桥大功率电源的波动。

可选的，如图3所示，所述逆变器还包括非门g1、非门g2、与门g3、与门g4、与门g5、与门g6、或门g7、或门g8、电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、二极管d3、二极管d4，电容c3、电容c4、电容c5、电容c6，所述逆变器的单桥臂依次包括开关管q1a3、开关管q2a3、开关管q3a3、开关管q4a3；pwm脉冲驱动信号依次经电阻r1、电容c3接地，电阻r1、电容c3的公共端与与门g3的第二输入端相连；所述pwm脉冲驱动信号还依次经电阻r2、电容c4接地，二极管d3与电阻r2并联且二极管d3的负极接入所述pwm脉冲驱动信号，电阻r2、电容c4的公共端与与门g4的第二输入端相连；所述pwm脉冲驱动信号还依次经非门g1、电阻r3、电容c5接地，二极管d4与电阻r3并联且二极管d4的负极与非门g1的输出端相连，电阻r3、电容c5的公共端与与门g5的第二输入端相连；所述pwm脉冲驱动信号还依次经非门g1、电阻r4、电容c6接地，电阻r4、电容c6的公共端与与门65的第二输入端相连；开关管q2a3与开关管q3a3公共端的输出电流极性检测信号分别直接输入与门g3的第一输入端、与门g5的第一输入端，所述输出电流极性检测信号还经非门g2分别输入与门g4的第一输入端、与门g6的第一输入端；与门g3的输出端、与门g4的输出端均经或门g7与开关管q2a3的栅极相连，与门g5的输出端、与门g6的输出端均经或门g8与开关管q3a3的栅极相连。

其中，开关管q2a3与开关管q3a3公共端的输出电流极性检测信号作为已知信号，可通过常见的检测电路得到，这里不再给出具体检测电路。

一般的，在三电平式移相全桥大功率电源整流逆变的过程中，为避免逆变器上下桥臂的直通，通常会设一个极短的时间，称为死区时间。死区的加入导致输出电压波形畸变并产生谐波干扰。

本实施例中，非门g1、非门g2、与门g3、与门g4、与门g5、与门g6、或门g7、或门g8、电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、二极管d3、二极管d4，电容c3、电容c4、电容c5、电容c6构成一补偿电路。其中，电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4满足2r1＝2r4＝r2＝r3，电容c3、电容c4、电容c5、电容c6满足c3＝c4＝c5＝c6，规定电流流出桥臂为正，流进桥臂为负，td＝r1c3，2td＝r2c6。当iout<0时，t1时刻pwm脉冲驱动信号为高电平信号，电容c4充电时间2td后与门g4输出高电平，即开关管q1a3在t1+2td时刻导通；pwm脉冲驱动信号经过非门g1之后变成低电平，电容c6充电时间td后与门g6输出低电平，即开关管q3a3在t1+td时刻关断。t2时刻pwm脉冲驱动信号为低电平信号，由于二极管d3的存在，与门g4立即输出低电平，即开关管q1a3在t2时刻关断；pwm脉冲驱动信号经非门g1之后变成高电平，电容c6充电时间td之后与门g6输出高电平，即开关管q3a3在t2+td时刻导通。

当iout>0时，t1时刻pwm脉冲驱动信号为高电平信号，电容c3充电时间td后与门g3输出高电平，即开关管q1a3在t1+td时刻导通；pwm脉冲驱动信号经过非门g1之后变成低电平，由于二极管d4的存在，与门g5立即输出低电平，即开关管q1a3在t1时刻关断；t2时刻pwm脉冲驱动信号为低电平信号，电容c3开始放电，放电时间等于充电时间td，之后与门g3输出低电平，即开关管q1a3在t2+td时刻关断；pwm脉冲驱动信号经非门g1之后变成高电平，电容c5充电时间2td之后与门g5输出高电平，即开关管q3a3在t2+2td时刻导通。

这样，本实施例的补偿电路实现了对逆变器死区的有效补偿，减小了死区效应的影响，降低了输出电压波形的畸变与谐波干扰。

可选的，如图3所示，所述逆变器还包括电阻r25a、电阻r31a，电阻r25a接入或门g7的输出端与开关管q2a3的栅极之间，电阻r31a接入或门g8的输出端与开关管q3a3的栅极之间。电阻r25a、电阻r31a为igbt的驱动电阻，同时起到限流的作用，避免过流烧毁开关管。

可选的，如图3所示，所述逆变器还包括二极管d9a、电阻r27a、二极管d11a、电阻r33a，或门g7的输出端还依次经二极管d9a的负极、二极管d9a的正极、电阻r27a与开关管q2a3的栅极相连，或门g8的输出端还依次经二极管d11a的负极、二极管d11a的正极、电阻r33a与开关管q3a3的栅极相连。二极管d9a、电阻r27a组成一泄放电路，二极管d11a、电阻r33a组成一泄放电路，均用于快速关断igbt。

可选的，如图3所示，所述逆变器还包括电阻r26a、电阻r32a，开关管q2a3的栅极还经电阻r26a与开关管q2a3的发射极相连，开关管q3a3的栅极还经电阻r32a与开关管q3a3的发射极相连。电阻r26a、电阻r32a为igbt的下拉电阻，用于保持igbt的稳态。

可选的，如图3所示，所述逆变器还包括电阻r37a、电容c30a，开关管q2a3、开关管q3a3的公共端经电容c30a、电阻r37a与所述直流母线正极相连。电阻r37a、电容c30a用于高通滤波，对高频开关量进行滤波。电阻r37a的参数值可为2k/3w，电容c30a的参数值可为222j630vcbb。

可选的，如图3所示，所述逆变器还包括电阻r38a、电容c31a，开关管q2a3、开关管q3a3的公共端经电阻r38a、电容c31a与所述直流母线负极相连。电阻r38a、电容c31a同样用于高通滤波，对高频开关量进行滤波。电阻r38a的参数值可为2k/3w，电容c31a的参数值可为222j630vcbb。

以上所述仅为本发明的较佳实施方式而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。